CADDOCK 高压分压电阻

商用的万用表都是有 kV 档位的，而我们又知道普通的 ADC 就几 V 的采集区间，那这个几千倍的放缩肯定是用了分压器，在低压里面我们知道使用什么箔电阻，匹配的，高压却比较少谈论；（可能是我了解得不够多）。

这块电阻的选择都是一样的，那今天就写这个！

就是这样的一组电阻

就是这样的一组电阻

下面的引脚是一些电阻臂，通过继电器切换接入，一般自动档可以听见机器里面咔咔响（可能老了就静音了）

这个图是非常清晰的

这个图是非常清晰的

当然了，箔电阻也是有的：

1776

至于为什么写这个型号，但是因为我的数据手册看的就是这个：

是一个 高压、高匹配、低比例漂移的精密电阻梯形网络，对于 1776-1，内部电阻为：

总阻值为：

所以它可以天然构成：

这样的十进制分压链。

按 Figure 2 的串联结构可以理解为：

如果 Vin 加在 Pin1 和 Pin5 之间，则不同抽头相对于 Pin5 的输出为：

所以 1776-1 很适合做类似：

这种高压输入量程切换前端。

关键参数

这里最重要的不是“绝对阻值有多准”，而是 电阻之间的比例有多准、比例随温度和电压变化有多小。

精密匹配电阻LT5400（所以相对和绝对哪个重要?）

绝对容差和比例容差

绝对容差

1776-1 的绝对容差是：

这表示每个电阻的实际值相对于标称值可能有一定偏差；例如 9 MΩ 可能不是严格的 9.000 MΩ。

这会影响：

也就是输入阻抗是否正好为 10 MΩ；但是对于分压器来说，更关键的是比例。

比例容差

1776-1 的比例容差是：

也就是：

这个才直接决定分压准确度；例如使用 1000:1 分压测量 1000 V，理想输出为：

仅考虑初始比例容差，输出误差可能是：

折算回输入端：

所以如果不校准，1776-1 是一个 0.05% 级别的高压分压网络。

如果经过仪器内部校准，初始比例误差可以被修正，剩下更重要的是温漂、电压系数和长期稳定性。

比例温漂：为什么比绝对温漂更重要？

1776-1 的绝对温漂是：

比例温漂是：

这说明每个电阻本身可能都随温度变化，但它们变化得比较同步，因此分压比例漂移更小；假设仪器在 25°C 校准，实际使用时温度变成 35°C：

比例漂移大约为：

也就是：

对于 1000 V 测量，折算误差约为：

这就是高压 DMM 前端为什么很重视 ratio TC，而不是只看单个电阻的 TC。

电压系数：高压下很重要

1776-1 的比例电压系数为：

这个指标表示分压比例会随着施加电压变化。对于普通低压电阻可以忽略，但在 1000 V 级别就不能完全忽略。

数据表规定这个指标是在 100 V 到额定电压范围内给出的；假设从 100 V 增加到 1000 V：

比例变化约为：

18 ppm 不算大，但对 6.5 位、7.5 位仪器前端来说已经是可见误差。

折算到 1000 V：

所以这个器件比普通高阻值电阻强很多，因为普通高压电阻的电压系数可能明显更差。

功耗与自热分析

1776-1 总阻值为 10 MΩ，如果输入 1200 V：

总功耗：

各电阻功耗大约为：

可以看到，绝大部分功耗集中在 9 MΩ 的 R1 上。

我考虑这里这么宽，就是因为这个事情

我考虑这里这么宽，就是因为这个事情

这会带来一个实际问题：虽然电阻网络内部做了匹配和热跟踪，但高压输入时仍然会产生温度梯度；所以高精度应用中，不能只看初始比例容差，还要考虑：

自热环境温度长期漂移电压系数

负载效应：后级输入阻抗必须足够高

这是设计时非常容易忽略的一点；1776-1 的分压抽头不是理想电压源，每个抽头都有等效输出电阻。

看一个我最近买的表：：

一个爱德万的五位半

爱德万的五位半

（高压的时候确实是到了 10M 这个级别）

对于 10:1 抽头：

对于 100:1 抽头：

对于 1000:1 抽头：

如果后级输入阻抗不够高，会严重拉低分压点。

实际情况

例如 10:1 抽头如果接到一个 10 MΩ 输入阻抗的万用表，等效低边变成：

实际分压比变成：

理想是 0.1，误差约为：

这非常大。

所以 1776-1 不能随便把抽头直接接到普通 10 MΩ DMM 上。它通常是给仪器内部使用的，后面应该接：FET 输入缓冲器；高输入阻抗运放；低泄漏开关；高阻抗 ADC 输入缓冲级；仪器内部专门设计的量程切换网络。

如果希望 10:1 抽头负载误差低于 500 ppm，后级输入阻抗大约要满足：

这就是为什么高压 DMM 输入网络的开关、保护、PCB 绝缘、缓冲器输入偏置电流都非常关键。

热噪声估算

1776-1 是高阻值网络，所以热噪声也需要考虑，热噪声密度为：

对于总 10 MΩ 电阻：

但分压抽头处的等效噪声由抽头 Thevenin 电阻决定：

10:1 抽头：

100:1 抽头：

1000:1 抽头：

注意，如果折算到输入端，1000:1 档的输入等效噪声会乘以 1000：

对于高压测量，这通常不是主要误差；但对于高分辨率、低带宽、长期稳定性测量，仍然需要进入噪声预算。

为什么不用分立电阻自己搭？

理论上可以用：

自己搭一个 1000:1 分压器。

但实际问题很多：

首先是分立电阻的比例 TC 很难匹配，即使每个都是 25 ppm/°C，彼此不跟踪，分压比漂移可能明显变大；另外高压电阻有电压系数；1 MΩ、10 MΩ 级电阻在几百伏到上千伏下，阻值会随电压变化。

在设计的时候PCB 泄漏会直接进入误差；1000 V / 10 MΩ 只有 100 µA 量级，几十 nA 泄漏就能产生数百 ppm 误差；而且分立电阻温度梯度不可控，高压端电阻功耗最大，自热明显；最重要的是寄生电容会影响 AC 分压。MΩ 级节点只要几 pF 寄生电容，就会在 kHz 到几十 kHz 附近引入相位和幅度误差。

Caddock 这种网络的优势是把电阻放在同一工艺、同一基体、同一封装里，重点优化 比例精度、比例温漂、电压系数和长期稳定性。

AC

数据表写的是：

这说明它的电压承受能力支持 DC 或 RMS AC；但是，这不等于它在宽频 AC 下也有精密比例准确度。数据表没有给出：AC ratio accuracy；frequency response；相位误差；电容补偿参数；高频分压误差。（AC 太烦了）

对于 DMM 的 AC 电压档，真正高精度的输入分压器通常需要 电阻分压 + 电容补偿，类似示波器探头的补偿思想。否则高阻值电阻链上的寄生电容会改变高频分压比。

实际使用注意事项

好器件也得好的设计，先看PCB 泄漏，比如在 1000 V、10 MΩ 下，主电流约：

如果 PCB 表面污染、潮湿、助焊剂残留导致 10 nA 泄漏，比例误差约为：

所以要：洗干净 PCB；高压节点开槽；增大爬电距离；使用 guard ring；关键节点远离污染源；不要让高阻节点经过普通排针、普通开关、潮湿区域。（总之就是洗干净）

另外对于 10:1 抽头，输出等效电阻约 900 kΩ；如果缓冲器输入偏置电流为 1 nA，会产生：

10:1 折算到输入端：

对于高分辨率系统已经很明显。

如果是 100 pA：

仍然要考虑。

所以后级最好使用低偏置电流 FET/CMOS 输入缓冲器，或者仪器级高阻抗前端。

算下误差

以 1776-1 的 1000:1 档测量 1000 V 为例，理想输出：

未校准情况下，主要误差可以粗略写成：

假设：

温度变化 10°C：

电压从 100 V 到 1000 V：

6 个月搁置稳定性：

忽略负载误差，则最坏线性相加约为：

折算到 1000 V：

如果仪器经过校准，初始 500 ppm 可以被扣除，那么剩下主要是温漂、长期漂移、电压系数和负载误差；这时它可以作为一个不错的高压测量前端核心器件。

后记

1776-1 的定位可以概括为：10 MΩ 总输入阻抗、1200 V 额定、10:1 / 100:1 / 1000:1 抽头的精密高压电阻分压网络，适合 DMM、台式仪器、高压量程切换和 DC 精密测量前端；优点：集成 9 MΩ / 900 kΩ / 90 kΩ / 10 kΩ 十进制网络；总阻值正好是典型 DMM 的 10 MΩ 输入级；可做 10:1、100:1、1000:1 分压；1200 V 连续额定；约 2000 V 短时过压；比例容差 0.05%；比例温漂 10 ppm/°C；电压系数仅 0.02 ppm/V；比分立高压电阻更适合做仪器量程网络。

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另外，我不摸高压，害怕捏。